離心式高壓泵電氣控制
發(fā)布時間:2015年10月23日 11:01 閱讀:5809
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澤德
離心式高壓泵電氣控制
隨著變頻調速技巧的開展,作為大容量傳動的高壓變頻調速技巧得到了普遍運用。產(chǎn)品電壓等級包含3、6、10kV以及油田專用潛油電泵運用的1。6~2。4kV產(chǎn)品,基礎可拖動風機、水泵、收縮機等各類負載。高壓電動機運用高壓變頻器能夠完成無級調速,既可滿意消費工藝歷程對電動機調速控制的請求,又可勤儉動力,下降消費老本。
目前,海內外高壓變頻器品種很多,但還沒有造成像高壓變頻器那樣近乎對立的拓撲構造。日本長岡科技大學的A Nabae等人于1980年初次提出三電平逆變器,為高壓大容量電壓型逆變器的研制開拓了一條新思緒。個別構造是由幾個電平臺階分解階梯波以迫近正弦波輸出電壓。這種變換器因為輸出電壓電平數(shù)的增添,使得輸出波形具備更好的諧波頻譜,每個開關器件所蒙受的電壓應力較小,無需均壓電路,開關損耗小,dU÷dT較小,對電機絕緣非常有利。
單元串聯(lián)多電平PWM電壓源型變頻器正是基于這一思維,采取若干個高壓PWM變頻功率單元串聯(lián)的方法完成間接高壓輸出。該變頻器對電網(wǎng)諧波凈化小,諧波輸出電流很高,輸出功率因數(shù)高,不用采取輸出諧波濾波器和功率因數(shù)彌補安裝。
第一、變頻器的構造及任務原理
單元串聯(lián)多電平變頻器采取若干個高壓功率單元串聯(lián)方法完成高壓輸出。以6kV輸出電壓等級變頻器為例,電網(wǎng)電壓經(jīng)過二次側多重化的隔離變壓器降壓后向功率單元供電,功率單元為三相輸出、單相輸出的交-直-交PWM電源型逆變器構造。將相鄰功率單元的輸出端串接起來,造成Y聯(lián)構造,完成變壓變頻的高壓間接輸出,供給高壓電動機。各功率單元分手由輸出變壓器的一組二次繞組供電,功率單元之間及變壓器二次繞組間互相絕緣。
6kV變頻器的輸出變壓器實施多重化設計,以到達下降輸出諧波電流的目標。變壓器副邊有15個二次繞組,采取延邊三角形聯(lián)結,分為5個不同的相位組,互差12°電角度。每相由5個功率單元串聯(lián)而成時,造成30脈波的二極管整流電路構造。所以實踐上29次以下的諧波都能夠清除,輸出電流波形靠近正弦波,總的諧波電散失真率可高于1%。在變壓器二次繞組調配時,組成同一相位組的每三個二次繞組,分手給屬于電動機三相的功率單元供電。這樣,即便在電動機電流涌現(xiàn)不均衡的狀況下,也能保障每個相位組的電流基真雷同,到達幻想的諧波對消后果。
每相由5個額外電壓為690V的功率單元串聯(lián)而成,輸出相電壓最高可達3450V,線電壓可達6kV左右,每個功率單元蒙受全部的輸出電流,但只供給1÷5的相電壓和1÷15的輸出功率。變壓器的15個二次繞組經(jīng)過熔斷器,分手接到每個功率單元三相二極管整流橋的輸出端,功率單元的構造如圖2所示,功率單元的電壓等級和串聯(lián)數(shù)量抉擇了變頻器輸出電壓,功率單元的額外電流抉擇變頻器輸出電流。三相交換電整流后經(jīng)濾波電容濾波造成直流母線電壓,因為輸出變壓器阻抗設計得較大(個別為8%左右),直流環(huán)節(jié)不用設置高壓變頻器那樣的預充電限流電阻。當功率單元額外電壓為690V時,直流母線電壓為900V左右。逆變器由4個 耐壓為1700V的IGBT模塊組成H橋式單相逆變電路,通過PWM控制,在T1和T2兩端得到變壓變頻的交換輸出,輸出電壓為單相交換0~690V,頻率為0~50Hz(依據(jù)電動機的額外功率,能夠響應調劑,最高可達120Hz)。
因為變頻器不是用傳統(tǒng)的器件串聯(lián)的方法來完成高壓輸出,而是采取全部功率單元串聯(lián),所以不存在器件串聯(lián)引起的均壓問題。
第二、變頻器的SPWM控制技巧
逆變器輸出采取多電平移相式PWM技巧,同一相的功率單元,輸出雷同幅值和相位的基波電壓,但串聯(lián)各單元的載波之間互相錯開肯定電角度,完成多電平PWM,疊加以后輸出電壓的等效開關頻率和電平數(shù)大大增添,輸出電壓非??拷也?。關于6kV的變頻器,每相由5個額外電壓為690V的功率單元串聯(lián)而成,采取5個順次相移為72°的三角載波和參考波對比,發(fā)生PWM控制信號,使逆變器輸出相電壓有11種電平,而對應的線電壓則有21種電平。這種變頻器對電動機沒有特別的請求,可用于普通的高壓電動機,且不用降額運用。
每個功率單元脈沖控制都是采取SPWM控制,逆變器的控制脈沖波形,由參考正弦波和三角波對比發(fā)生。實踐上,為了避免同一橋臂高高管子同時導通,必需設定互鎖延時,即存在肯定的逝世區(qū)時光,在逝世區(qū)時光內高高橋臂IGBT均處于截止狀況,輸出電壓由輸出電流的方向抉擇(電流方向抉擇電流流經(jīng)哪個續(xù)流二極管,從而抉擇輸出電壓極性),嚴厲說來,此時輸出電壓處于不可控狀況。因為單元內PWM的載波頻率很小,逝世區(qū)電壓的誤差占的比重很小,能夠疏忽不計,不用采取像高壓變頻器那樣的逝世區(qū)電壓誤差彌補電路。功率單元與主控體系之間通過光纖進行通訊,以處理強弱電之間的隔離問題和攪擾問題。
依據(jù)功率單元構造,每個功率單元的逆變電路存在4種不同的開關組合:VT1和VT4同時導通,T1和T2之間輸出正的直流母線電壓;VT2和VT3同時導通,輸出負的直流母線電壓;VT1和VT3同時導通,或許VT2和VT4同時導通,輸出電壓為0。所以,4種不同的開關狀況,輸出3種不同的電平,分手為+U、0和-U(U為單元直流母線電壓)。
第三、仿真剖析
采取Matlab軟件外部所含的Simulink工具箱對6kV電壓等級的變頻器進行了仿真,仿真電路中取M為0。85,三角型載波頻率為600Hz,圖3為6kV電壓等級的變頻器相電壓仿真波形, 為變頻器輸出的線電壓波形諧和波剖析。從圖3、圖4中能夠看出,變頻器每相有0、±U、±2U、±3U、±4U、±5U共11種電平,而對應的線電壓則有21種電平。因為采取多電平技巧,穩(wěn)態(tài)時輸出電壓、電流非??拷也ǎ偟碾妷褐C波失真為5。38%,大大高于普通的電流源型變頻器和三電平變頻器,改良了輸出波形,下降了輸出諧波。
因為采取多電平移相式PWM控制,輸出的諧波頻率重要集中在4。5~7。5kHz規(guī)模內,且都高于5%。關于個別的電動機來說,工頻時阻抗為16%左右,所以關于5kHz的諧波而言,其阻抗約為1600%,所發(fā)生的各次諧波電流均小于0。5%,基礎上不會發(fā)生諧波發(fā)熱、噪聲和轉矩脈動,電動機的轉矩脈動重量極小,因此,諧波引起的電動機發(fā)熱、噪聲和轉矩脈動都將大大下降,能夠不用設置輸出濾波器,運用普通的異步電動機。
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